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文章分析了共模電感和差模電感寄生電容抵消的方法，從而改善其高頻性能。

首先考慮寄生電容時(shí)差模電感的等效電路模型

將上圖解耦可得：

考慮EPC和-CN/2的大小，繞組間的等效電容可正可負(fù)，當(dāng)然也能相互抵消，如果不能相互抵消，那么電感阻抗最小即諧振頻率發(fā)生在如下條件下：

如果差模電感使用共模電感的漏感充當(dāng)，因兩個(gè)漏感之間不存在耦合，也可以用圖5.b中的等效電路表示(文章中說兩個(gè)繞組必須是單位耦合系數(shù)才可以，但是單位耦合系數(shù)漏感不就是0了嗎？)。

共模電感的等效電路模型如下圖所示：

??如何抵消寄生電容的影響?

差模電感的寄生電容抵消

??如果考慮差模電感兩個(gè)繞組是完全對(duì)稱的，即沒有繞組間的寄生電容，那么差模電感表示成二端口網(wǎng)絡(luò)則為：

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????因?yàn)椴钅ｋ姼惺且种聘哳l噪聲，因此隨頻率增加的部分jwEPC應(yīng)該被抵消掉才能不讓寄生參數(shù)對(duì)差模電感的濾波效果產(chǎn)生影響。下圖所示的網(wǎng)絡(luò)就是所需要的，其二端口Y參數(shù)為下式，如果將兩個(gè)二端口并聯(lián)可以得到抵消EPC的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，圖如9所示，網(wǎng)絡(luò)方程如式7所示?？梢钥闯?#xff0c;加入兩個(gè)交錯(cuò)的電容網(wǎng)絡(luò)后，不僅抵消了不想要的電容，而且還等效增加了兩個(gè)差模電容，形成了Π型濾波的結(jié)構(gòu)。

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????如果考慮繞組間的寄生電容CN，那么根據(jù)EPC與CN/2的關(guān)系需要使用不同的抵消結(jié)構(gòu)，如圖10所示。因?yàn)楫?dāng)采用CM漏感充當(dāng)差模電感時(shí)，圖5.b也可以表示，所以此時(shí)的EPC抵消情況與圖10類似。

共模電感的寄生電容抵消

????如果電源地線上允許接入電感，那么可以采用如下結(jié)構(gòu)，這樣原理和差模電感的抵消原理基本相同。

????如果電源地線上不允許接地線，就需要在共模電感兩個(gè)繞組中間接出一個(gè)抽頭，如下所示，右側(cè)文獻(xiàn)有分析[1]。

????如果C1=4EPC，那么電路就等效為一個(gè)Π型濾波器而不存在EPC，如圖12.c。這種方法適用于耦合系數(shù)特別高的場(chǎng)合，如平面變壓器(耦合系數(shù)能達(dá)到0.9999)，而普通的繞線電感耦合系數(shù)沒有那么高，一般小于0.999。所以繞線共模電感的漏感就會(huì)與引入的電容產(chǎn)生諧振，使得共模電感的表現(xiàn)比沒有抵消EPC前的效果更差[2]。所以采用這種方法，共模電感的耦合系數(shù)就很關(guān)鍵。

差模電感實(shí)驗(yàn)

??? 1.差模電感的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，采用Kool Mu磁芯繞制電感，且采用兩個(gè)磁芯，即兩個(gè)電感分開繞制，兩個(gè)電感之間沒有耦合，兩個(gè)電感量分別為42.34uH，42.44uH，單個(gè)繞組內(nèi)的寄生電容EPC分別為10.3pF和10.1pF。采用圖9所示的方法可以得到抵消前后差模電感的電壓增益隨頻率的變化曲線。EPC抵消后的電感對(duì)高頻噪聲的衰減更大，如圖14所示。

??? 2.采用一個(gè)Kool Mu磁芯，即耦合的差模電感做實(shí)驗(yàn)，其中一個(gè)繞組電感為20uH，單個(gè)繞組內(nèi)的寄生電容EPC=2.2pF，繞組間的寄生電容為14.8pF(測(cè)量電感的插入電壓增益通過式2計(jì)算得到)，CN/2>EPC。所以總的繞組電容為負(fù)值，-5.2pF，為了抵消它，需要并聯(lián)一個(gè)5.2pF的電容，如圖10.b。抵消效果如下圖，采用4pF未完全抵消的效果不如完全抵消的效果好。下圖中沒有EPC抵消的曲線達(dá)到最小增益的頻率即為式2中的頻率。

共模電感實(shí)驗(yàn)

電感結(jié)構(gòu)和繞制方式如下圖所示，單邊繞組的電感量為2.7mH，EPC=5.8pF，兩個(gè)半個(gè)繞組間的漏感為4.24uH(K=0.994，沒搞明白怎么計(jì)算出來的)。所以抵消電容應(yīng)該選擇24pF，測(cè)量結(jié)果如下圖：發(fā)現(xiàn)從1.25~18.5MHz，電感的性能變好，但是18.5MHz~30MHz卻變差了，就像前面分析的那樣，抵消電容與共模電感的漏感發(fā)生諧振，諧振頻率如下，與分析是吻合的。所以為了確保抵消效果，共模電感的漏感(指的是單邊繞組的兩個(gè)繞組之間的漏感)必須做小。為了增加耦合系數(shù)，采用下圖繞法，共模電感的兩個(gè)繞組還是分開繞制，但是繞組的中心抽頭的接法變了，相當(dāng)于半個(gè)繞組繞完之后，另外半個(gè)再從頭開始繞，從而提高兩個(gè)半個(gè)繞組的耦合系數(shù)，這樣漏感能量值儲(chǔ)存在兩匝間的氣隙中，耦合系數(shù)從0.994升高至0.99995。通過測(cè)量，其中一個(gè)繞組的電感為2.65mH，EPC=10.1pF，兩個(gè)半個(gè)繞組間的漏感為33nH，抵消電容選擇40pF。盡管相比于前者耦合電容增加了，但是漏感顯著減小。測(cè)量下來的結(jié)果如下圖所示。抵消后電感的性能顯著提升，這種繞制方法也能用在差模電感身上(考慮到CN的存在)，但是即便使用原來的方法，其諧振頻率一般會(huì)大于30MHz，所以這種改進(jìn)的效果也沒有那么明顯了。就單獨(dú)的濾波器測(cè)試結(jié)果，采用文章中提出的方法前后的濾波器性能如下圖：

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????上述方法也可以用在其他場(chǎng)合，比如含有兩個(gè)PFC電感的場(chǎng)合，兩個(gè)相同的boost電感在不同的功率線上，所以圖9的方法可以消除電感的繞組電容，這樣高頻的共模噪聲能夠減小[3]；同時(shí)還能應(yīng)用于抵消變壓器的的差模繞組間的電容。

因?yàn)樯厦娴臏y(cè)試都是基于小信號(hào)激勵(lì)和50Ω負(fù)載和源阻抗的的條件下測(cè)試的，所以需要其在實(shí)際引用中，含有直流偏置的條件下的表現(xiàn)(一般可認(rèn)為直流偏置不影響高頻噪聲的路徑，因?yàn)楦哳l噪聲路徑可以通過寄生電容流通[4])。在反激變換器中，上面討論的兩種差模電感和共模電感均在變換器中得到驗(yàn)證，實(shí)際效果可以看出，文中采用的方案能夠顯著減小變換器高頻的共模/差模噪聲。

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參考文獻(xiàn)：Design of inductor winding capacitance cancellation for EMI suppression下面是上面標(biāo)注有文獻(xiàn)出處的參考文獻(xiàn)：

[1] ?R. Chen, J. D. vanWyk, S.Wang, and W. G.Odendaal, “Improving thecharacteristics ofintegrated EMI filters by embeded conductive layers,”IEEE Trans. PowerElectron. , vol. 20, no. 3, pp. 611–619, May 2004.

2.? Integrated EMI Filters for Switch Mode Power Supplies

[3]?? S. Wang, F. C. Lee, and W. G. Odendaal,“Single layer iron powdercoreinductor model and its effects on boost PFC EMI noise,” inProc.IEEE Power Electron. Spec. Conf., Jun. 15–19, 2003, vol. 2, pp.847–852.

[4]? “Characterization and parasitic extraction ofEMI filters usingscatteringparameters,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 20, no. 2,pp.502–510, Mar. 2005

總結(jié)

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