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182/2009

收稿日期：2008-12-10

作者簡介：楊志強(qiáng)(1982-)，男，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c能源變換

。

考價值。

單周期控制的并網(wǎng)逆變器[7,8]可以等效為雙并聯(lián)的BUCK 型逆變器，

控制電路簡單(復(fù)位積分器和一些邏輯器件)，動態(tài)響應(yīng)快，且開關(guān)損耗低，同一時間內(nèi)，只有2個開關(guān)導(dǎo)通，大大減小了開關(guān)損耗。

1單周期控制三相PWM 并網(wǎng)逆變器建模

單周期控制作用于單個開關(guān)管時(在Boost 或Buck

電路中)，能夠很好地體現(xiàn)單周期的基本思想。假設(shè)開關(guān)頻率f s =1/T (s T s 是開關(guān)周期)恒定[9]，開關(guān)管的工作過程可以用以時間t 為自變量的開關(guān)函數(shù)k (t 表示

。

(1)T on 是開關(guān)導(dǎo)通時間，

并且T on +T off = T s ，模擬控制信號V ref (t 調(diào)制占空比D =T on /T s 。根據(jù)單周期控制思想，開關(guān)輸入信號x (t 與輸出信號y (t 的關(guān)系為：

y (t =k (t x (t (2)假設(shè)開關(guān)頻率f s 高于輸入信號x (t 和模擬控制信號V ref (t 的帶寬頻率，那么開關(guān)輸出的有效信號為：

(3)因此，可以通過調(diào)節(jié)占空比D (t ，使每個周期開關(guān)輸出斬波波形的積分值恰好等于控制信號的積分值，即

：

(4)從而實(shí)現(xiàn)每個開關(guān)周期開關(guān)輸出量y (t 的平均值等于參考量V ref (t 的平均值。這樣，利用開關(guān)能完全抑制輸入信號和線性化后的控制信號V ref (t ，使系統(tǒng)具有良好的可控性。

利用基于單周期控制的三相PWM 并網(wǎng)逆變器，可使輸出電流與電網(wǎng)電壓同相，減小無功功率的輸出。為了簡化推導(dǎo)過程做如下假設(shè)：電網(wǎng)電壓為理想的三相電壓源；各相的電感相等，即L a =L b =L c =L ；三相電路參數(shù)對稱；開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于工頻；忽略開關(guān)器件的導(dǎo)通壓降和開關(guān)損耗。圖1是三相并網(wǎng)逆變器的主電路。

圖1

三相并網(wǎng)逆變器主電路

Fig.1

Main circuit of three-phase PWM GCI

為使單周期控制簡便，三相逆變器在6個區(qū)間內(nèi)等

效為雙并聯(lián)Buck 型逆變器，該6個區(qū)間是按每相電壓的過零點(diǎn)來劃分的。三相電壓6個區(qū)間的劃分如圖2所示。

圖2 三相電壓6個區(qū)間劃分

Fig.2 Six regions of three-phase voltage

在第1區(qū)間[0，60]內(nèi)，i a ＞0，i b ＜0，i c ＞0，6個開關(guān)的動作如下：S bn 一直導(dǎo)通，同時S bp 、S an 和S cn 一直關(guān)斷，控制開關(guān)S ap 和S cp ，使相電流i a 和i c 跟蹤各自的相電壓V a 和V c 。由于三相電壓對稱及V a +V b +V c =0，i a +i b +i c =0 ，i b 將自動跟蹤V [10,11]b ，對于其他區(qū)間可以進(jìn)行類似的分析。從以上分析可知，每一時刻只有2開關(guān)動作，極大地減小了開關(guān)損耗。在區(qū)間1內(nèi)，逆變器可以解耦為并聯(lián)的雙Buck 逆變器，其等效電路如圖3所示。

圖3

區(qū)間內(nèi)逆變器等效電路

Fig.3

Equivalent circuit of GCI in the region of 0 to 60

由圖3可以看出，開關(guān)S ap 和S cp 共有4種可變的開關(guān)狀態(tài)：(1)S ap 和S cp 都導(dǎo)通；(2)S ap 導(dǎo)通，S cp 關(guān)斷；(3)S ap 關(guān)斷，S cp 導(dǎo)通；(4)S ap 和S cp 都關(guān)斷。在一個開關(guān)周期內(nèi)，只有2種可能的開關(guān)順序，即(1)、(2)、(4)和(1)、(3)、4)。按(1)、(2)、(4)開關(guān)順序時，開關(guān)占空比d ap ＞d cp ；按(1)、(3)、(4)開關(guān)順序時，開關(guān)占空比d ap ＜d cp 。假設(shè)開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，以第一種開關(guān)順序?yàn)槔?#xff0c;在一個開關(guān)周期內(nèi)，由于電感電壓的平均值為零，可以推導(dǎo)出式(5)

。

(5)式中：E ——逆變器直流側(cè)電壓。

同理可以證明式(5)對于第二種開關(guān)順序也是成立的。

為了使功率因數(shù)接近1，電流和電壓應(yīng)該成比例

，

(

它們之間的關(guān)系式可表示為

：

(6)

式中：K 1——最大電流的控制系數(shù)；K 2——功率等級的控制系數(shù)。

假設(shè)采樣電阻為R s ，綜合式(5)和式(6)可以得出

：

(7)

式中：K=K1R s ；V m =Rs K 2E ，在每個周期內(nèi)V m 是恒定的。

當(dāng)式(7)成立時，系統(tǒng)的功率因數(shù)為1。式(7)可以在單周期控制下成立(圖4)，用時鐘信號同時置位2個R S 觸發(fā)器，2個R 端輸入信號分別是：電流

信號

與斜坡

信號

及電流

信號

的比較信號，以

與斜坡

信號

的比

2基于Matlab 的三相PWM 并網(wǎng)逆變器的建模

圖5是基于Matlab Simulink/PCB建立的三相PWM 并

網(wǎng)逆變器主電路的仿真模型。圖中基本參數(shù)為：電網(wǎng)相電壓的幅值為220V ，頻率為50Hz ，直流側(cè)電壓U dc 為逆變器輸出電感(L a ，均為2mH ，濾波電容600V ，L b ，L c )采樣電阻R s =0.1Ω。C =2μF ，

圖5三相PWM 并網(wǎng)逆變器主電路的仿真模型

Simulation model of three-phase PWM GCI

，且都為低電平。較信號(積分常數(shù)τ等于開關(guān)周期T s )此時2個觸發(fā)器的輸出端Q ap 和Q cp 為高電平，S ap 和S cp 導(dǎo)通。當(dāng)電流信號和斜坡信號相等時，觸R 端輸入高電平，發(fā)器復(fù)位，開關(guān)S ap 和S cp 依次關(guān)斷。以Q 端輸出低電平，上討論的都是第1區(qū)間情況，分析可以延伸到整個周期內(nèi)，用p 、表1為基于單周期控制的三相n 項(xiàng)代替a 、c 項(xiàng)。并網(wǎng)逆變器的控制法則，圖4是實(shí)現(xiàn)三相PWM 并網(wǎng)逆變器單周期控制的電路框圖。表1Tab.1

角度

Fig.5

由圖4可以看出控制電路包括4個功能子電路，即：區(qū)間選擇電路、輸入多路開關(guān)電路、核心電路(包括時鐘、加法器、比較器和帶復(fù)位積分器)和邏RS 觸發(fā)器、輯輸出電路。圖6是基于Matlab Simulink單周期控制電路的仿真模型。其中區(qū)間選擇電路、輸入多路開關(guān)電路和邏輯輸出電路等子系統(tǒng)的模型可以根據(jù)圖2所示三相電壓的關(guān)系和表1中各數(shù)據(jù)的邏輯關(guān)系建立。在核心電路中，當(dāng)時鐘脈沖來臨時，V m 值是恒定的，RS 觸發(fā)器置位，開始產(chǎn)生積分電壓，而比較信號Q 端輸出高電平，產(chǎn)生RS 觸發(fā)器的復(fù)位信號。為了實(shí)現(xiàn)單個周期的零誤差的控制要求，積分器復(fù)位開關(guān)由RS 觸發(fā)器！Q 端的輸出信號控制，2個RS 觸發(fā)器的Q 端輸出信號可控制每個區(qū)間2個開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷[12]。

基于單周期控制的三相并網(wǎng)逆變器的控制法則Control principle of OCC for three-phase PWM GCI

V P

V n

i P

i n

Q ap

Q an

Q bp OFF OFF Q P ON Q n OFF

Q bn ON Q P

Q cp Q n OFF

Q cn OFF Q n ON Q P OFF

OFF

0~60V ab V cb i a i c Q P OFF

60~120V ab V ac -i b -i c ON OFF 120~180V bc V ac i b i a Qn OFF 180~240V bc V ba -i c -i a OFF Qn 240~300V ca V ba i c i b OFF ON 300~360V ca V cb -i a -i b OFF Q P

OFF OFF OFF OFF OFF Q n

Q P ON

圖4實(shí)現(xiàn)三相PWM 并網(wǎng)逆變器單周期控制的電路框圖

Fig.4

Application of OCC for three-phase PWM GCI

圖6

Fig.6

單周期控制電路的仿真模型

Simulation model of OCC circuit

3仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證單周期控制的三相PWM 并網(wǎng)逆變器的優(yōu)

4結(jié)語

本文闡述了基于單周期控制的三相高功率因數(shù)逆

點(diǎn)，對8 kW系統(tǒng)進(jìn)行驗(yàn)證，取K =0.01，其他主電路參數(shù)如上節(jié)所述。仿真選擇以下解算選項(xiàng)[13]：變步長最大為10-6 s ，相對精度為10-6，算法為ode23tb(stiff/TR-BDF2，開關(guān)頻率f =10kHz 。仿真結(jié)果如圖7~圖9所示。

變器的工作原理和實(shí)現(xiàn)方法，用Matlab Simulink/PSB建立了單周期控制的三相高功率因數(shù)逆變器的仿真模型，并進(jìn)行了仿真研究。結(jié)果表明，在并網(wǎng)逆變器中，單周期控制技術(shù)可以有效地校正功率因數(shù)，減小電網(wǎng)電流的諧波污染。參考文獻(xiàn)：

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圖7

Fig.7

逆變器 A相電流

Phase A current of inverter

圖8

Fig.8

逆變器AB 端線電壓

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北京:機(jī)械工業(yè)出版社，200

6.

Port AB line voltage of inverter

圖9

Fig.9

A 相電流的總諧波畸變

THD of phase A current

圖7示出逆變器A 相電流，可以看出，A 相電流能夠很好地跟蹤A 相電網(wǎng)電壓，功率因數(shù)接近1。圖8示出逆變器AB 端線電壓。圖9示出A 相電流的總諧波畸變約為高次諧波分量很小，并網(wǎng)逆變器的性能良好。從0.078，

以上仿真波形可以看出，單周期控制用于并網(wǎng)逆變器可以有效地校正功率因數(shù)和抑制諧波。

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。

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總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的基于matlab的单周期控制三相高功率因数并网逆变器的建模与仿真,基于Matlab的单周期控制三相高功率因数并网逆变器的建模与(精).doc...的全部內(nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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